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开关电源中的慢整流管的另类用法
大家都知道开关电源一般工作频率在几十Khz到一百多Khz，当然D2DIC也有工作于1-2MHz的。
正是由于工作于高速开关模式，所以开关电源中的整流管要求其Trr时间要小，一般要快恢复，超快恢复及肖特基二极管，不能使用一般的慢恢复二极管。
那么，慢恢复二极管如1N4007，是不是在开关电源中是不是就无用武之地呢?
事实上，开关电源中合理的使用慢恢复二极管将会得到意外的惊喜。
下面就和网友分享一下两个工作中的实例：
案例一：慢恢复工频整流管1N4007用于主控IC供电绕组整流，解决多绕组系统，偏置电压偏高问题。
有客户使用我司IC做5路输出DVB电源，批量生产过程中，发现不良率较高，症状为电源不工作或打嗝。去到工厂实测发现IC的供电电压偏高，IC过压保护机制触发。
大家都知道，多路输出电源，要做到很好的交叉调整率是相当考验变压器设计功底的，偏置供电绕组电压偏高再所难免。客户已经批量生产了1W多套电源，重新设计变压器显然不是很好的解决方案。整流二极管串联的电阻加大其作用也是有限的，毕竟其主要作用在滤除尖峰电压，而引起IC保护的是偏置绕组电压偏高。这个时候慢整流管的魅力就体现出来了。最终的解决方案就是将客户原方案中的快恢复二极管HER107换为1N4007，问题得到完美解决。具体见下图：
有网友可能会问，慢管用在这里会不会有什么安全隐患，合适吗?
确实，开关电源整流管是不能用慢管的，但是这里确实合适的。因为IC供电电流基本在mA级别，负载不大，所以用慢管也不会有问题。
案例二：Flyback中RCD吸收电路使用慢管1N4007解决主开关上的漏感尖峰电压应力及EMI辐射问题。
常见的RCD吸收电路结构如下图(D1一般用快恢复二极管)：
如果变压器设计不合理，漏感大的话，开关管管断时，漏感电压较大，振荡时间较长，导致MOS电压应力比较大，EMI辐射超标。
下图是D1使用快恢复二极管UF4007的实测波形：
黄线为RCD中C1的波形，粉色为开关管漏极波形，蓝色为R1的电压波形。
显然漏极振荡时间较久，峰值较高。
如果把D1换为工频整流管1N4007会怎样呢?
下面便是1N4007的表现：
很明显，漏极振荡被完美抑制，峰值也大大减小，从而减低MOS的电压应力，以及大大改善EMI。
细心的网友和会发现，R1的电压峰值变大。这是为什么呢?因为1N4007反向恢复时间较长，所以C1的电会回流造成的。
有文献指出真是这能量回流，减低R2的损耗，会提高电源的效率，但是本人实测并未发现效率上有改善，所以此观点本人保留意见。
不够能量回流倒是实实在在存在的，理论分析和实测结果都已显示。也正是这个原因，会导致1N4007发热量会比较大，所以此方案适用于小功率Flyback，大功率不建议使用。
如果设计中，遇到MOS电压应力比较大，EMI总超标，你不妨试试此方案。
本人技术水平有限，言论中有谬误之处，烦请各位指出，你的一句提醒，将使我技术更进一步，谢谢了。
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